做了半年的三相异步电动机调速工作，感觉最大的难度就是电流环采样工作的分析和电流环的调试工作。我是学电子信息出身，自动化和运动控制的东西没接触过，拿本书来一看，都是复杂的公式，看着就头疼。首先电动机本来就就是一个高阶，非线性，强耦合，多变量的一个系统，不论电流环还是速度环，工作的每一步都是一个挑战，因为理论上大家都能够行的通，但是切身通过实验来验证理论的时候，总有那么一些错误让你好几天吃不好，睡不好，还要老板骂你，这种经历实在难受。并不是说怕困难，有困难是好事，可以锻炼人的吃苦的毅力和解决问题的能力。在做电动机的过程中，我最拍的就是在研究了好久，认为自己的想法很好很完美的时候，实验结果却显示，和没有优化和改进过的程序的效果一样，老天，开什么玩笑，我真想把电脑砸了。。。但话又说回来，全国甚至全世界这么多人都在搞电机，搞的好的数不胜数，用老板的话就是：好的一塌糊涂。西门子，三菱，艾默生，富士···所有这些都是国外公司，国内没有几个。所以，出现问题抱怨是可以理解的，但关键还是要从自身找原因。试想， 如果大家都抱怨而不去寻找解决问题的办法，个人觉得这个世界是不会先前发展的。

     扯远了。说到电动机的电流环，搞过电机的人都明白，电流环是内环，是控制里面反应最快的一个环，也是带宽最快的一个环。在伺服系统里，一般有三个环：电流环，速度环，位置换。电流环在最里面，速度环在中间，位置环在最外面。一般来说，位置环的输出是速度环的给定，而速度环的输出又是电流环的给定。这里我只是说说电流环采样遇到的各种问题。我用的是瑞泰的ACM-F2812试验箱，250W星形接线的电动机。本实验室没有自带电流环相关实验，我只能自己摸索。因为电动机的额定电压时380V，我们实验电压时220V，在额定电压和额定转速下，电动机的最大的电流是0.68A，现在我们的实验供电电压是小于220V，没有负载，转速也很低，没办法，电流肯定小。用示波器测量的电流信号，确实很小，只有100mv多点。因为没有驱动板原理图，我只能通过PCB逆推出来，得到的电流放大电路如图1.1.

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图1.1 驱动板电流信号放大电路

可以看到，这个放大器是分压后，放大2倍多一点，后面再次分压，信号变得依然微弱，和没放大差不多。所以，小信号采集波形很微弱，干扰就明显起来，即使加上负载，电流变换依然很小。打电话问北京总部，实验箱这个问题可以解决吗，那边回应是：我们没有这方面实验，所以不能解决。

后来和老师商量了一下，把它内部的电路丢弃，我们自己做一个放大的实验电路放在外部。按着老师的要求，我做了实验板。试验箱的电流采样电路如图1.2所示。

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图1.2 电流采样电路

上面电路图中，IP+是电流流入的接口，IP-是电流流出的接口，这样电流流过ACS712后，通过里面的霍尔传感器，将电流信号转变成电压信号，电压信号通过Viout输出。该芯片还起到了电气隔离作用，省掉了光耦隔离。该芯片的特性曲线如图1.3.

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图1.3 ACS7121特性曲线

但是试验箱里面的芯片特性曲线不是这样子的，它是将-5A—+5A的电流转换成0—5V的电压输出。既然不适用试验箱的电路，我们就自己设计一个放大电路。因为设计时想设计成差分放大，而在没有电流流过芯片时，芯片输出电压是2.5V，必须将这个2.5V电压调整到0V，然后再运放做差分放大。放大电路如图1.4.

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图1.4 自设计电流信号放大电路

ACS7121输出信号时Uin_A,加上一个-2.5V的电压，将其拉低到零，这样可以运算了。放大倍数可以通过可调电位器来调整。该芯片在三相逆变电路中的连接如图1.5所示。

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图1.5 ACS7121连接图

可以看输出，流经过电动的电流总是从IGBT流入到ACS7121，然后流回到逆变器的负极，所以按照电流芯片的工作特性，输出的肯定是大于2.5的电压，经过放大之后，肯定是一个经过放大之后的正弦波，结果却不是这样子的。电流经过放大之后，输出波形如图1.6所示。

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图1.6 失真电流波形

出现这种情况的原因很简单，电流芯片输出的是一个以2.5V为中心的正弦波，经过差分放大之后，另一半波形就没有了，每办法，只能将负向电压-2.5V调整为-2.3V，因为电动机的电流很小，0.2V的富余量应该没问题。因为电动机的电流比较小，在堵转或者有负载的情况下，电流波形波形如图1.7所示。

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图1.7 电动机负载或者堵转电流波形

这样看来，效果貌似不错，这对我后面的工作起了很大的激励作用。我用F2812的ADC采样后，在CCS3.3上得出的波形如图1.8所示。

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图1.8 软件采样后波形

但是如果电动机空转，波形就很差了，因为我调整的运放放大倍数是20倍，因为电流信号实在是太小了。任何事物都是两方面的，放大采样信号的同时，干扰也放大了，电流依然波动，波形如图1.8所示。

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图1.9 电动机空转电流波形

这样的波形在DSP采样之后，幅值也会是很烂的波形，我使用求取平均值的方法对采样到的5个信号数值进行取平均，得出波形如图1.10所示。

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图1.10 处理后波形

这样的波形貌似能给工作带来一样积极性。由于两路电流波形差异很大，其中一路电流波形相对另一路较好，那我们就只采样这一路，用这一路来推出另一路，嗯，这个想法可以考虑。于是我就开始利用上面的波形（A相），推出B相电流波形。要想推出B相电流波形，要知道两个量1.幅值2.相位。下面是我给老师的两次电流采样的汇报工作。

 

汇报工作一：

 

严老师：

上次我们讨论了电流采样波形的问题，可以用波形比较好的A相电流，通过计算来得出相位相差120°的B相电流。经过试验和理论计算后，有以下两个问题：

下面是矢量控制的基本控制框图

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（1）在ipark中，Ds和Qs不但决定了Alpha和Beta的幅值，也决定了它们的相位。在电动机控制过程中，Ds和Qs是不断变化的，从而输出波形的幅值和相位跟着不断变化。采样出的A相电流波形相位和幅值也是不断变化的。幅值可以通过AD转换器采出，相位只能通过cos()反变换得出.假设A相采样电流为函数：

As = cos(wt+Θ)

理论上B相电流波形应该为：Bs = cos(wt+Θ+120°)

                                            = Acos(wt+Θ)-Bsin(wt+Θ)

这里Θ是时刻变化的，必须在每次采样A相时，计算一次Θ数值。A相采样后，可以通过cos()反变换来突出(wt+Θ)的数值，但是C语言中这种反变换数值只能在(0-π)之间，如果相位角(wt+Θ)大于π时，得出的就是一个错误数值。

（2）既然采样出的A相和B相电流波形经过Clark变换后变成相位差位90°的波形，那么是否可以通过硬件电路将A相电流移相90°得出B相电流。但是经过计算，移相电路只能对固定频率的信号进行移相，此方案被否定。

 

汇报完工作后，老板打电话把我骂一顿，说我们完全可以通过软件来实现的工作，为什么要用硬件去实现呢，这个计算有什么问题，我觉得老板没有理解我的意思，当然我也没有理解他的意思，所以冲突在所难免，当然，我只能当做炮灰。后来老板说，对于相位，在零点矫正一次，不但可以减少采样次数，也可以降低相位差错误。我按照老板的意思进行试验，两天之后，我又写了一份汇报工作，汇报工作如下。

 

汇报工作二：

 

严老师：

       我按照您的方法，用A相电流去计算B相电流，在理论上完全可以，我很赞成。理论和实践之间总是有差异，我做了大量实验，也想了很多办法，但总不能得出理想的结果。实验中发现了如下问题：

1、 电动机空转或有负载的情况下，电流幅值和相位在不停地变动。

上次给您看的比较好的波形是电动机在低速大转矩时的波形，转速较低，电动机大部分电流用来产生转矩，少部分电流用来励磁，且电动机接近纯电阻，波形比较稳定，但此时电动机运行在磁过饱和状态，属于不正常状态。电流波形如图1.1所示.

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图1.1  电机磁过饱和时电流波形

空转或者有轻微空载时电流波形在不停地变动，如图1.2所示。

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图1.2  轻微负载或空转电机电流波形

2、 电流信号零点不停跳变，矫正点出现波动。

矫正点出现波动，导致波形畸变。理论上零点就是波形幅值为零的点，但我们的滤波是采用取中间平均值，所有波形的零点不是很准确，只能在一个范围能确定。这个范围要经过实验确定。如果区间太大，则造成零点矫正提前或者滞后；如果区间太小，可能会漏掉零点，导致波形相位直接滞后半个周期，波形出现突变，而相位决定最后计算的Ds和Qs的数值。零点位置检测如图1.3所示，波形相位超前1.4所示，波形突变如图1.5所示。

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图1.3 零点位置检测

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图1.5  电流波形相位突变

3、 通过实际波形模拟标准A相电流

因为输入到DSP的A相电流虽然像正弦波，但上半周期和下半周期不对称，零点不准确，也不平滑。如果用这样的A相电流去计算B相电流，B相电流肯定也是不标准的正弦波，而这个计算还必须知道A相电流每时每刻的幅值和归一化幅值之间的关系，不但计算量大，波形还不理想。我们既然知道了A相电流的峰峰值和大体相位，那么可以用标准正弦波来模拟A相电流。模拟结果如图1.6所示。

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图1.6  模拟A相电流

因为相位超前或滞后比相位突变造成的影响小，我们将零点检测区间拉大，防止有零点错过，并给相位一个补偿，这样可以减轻相位偏移。经过计算后，A相电流和B相电流的模拟波形如图1.7所示。

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图1.7  模拟A相和B相电流

经过clark和park变换后，得到转矩电流和励磁电流应该是个基本稳定的数值，但实际波形如图1.8所示。

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图1.8  Qs和Ds电流波形

由于采样过来电流波形波动很大，经过计算后的Qs和Ds数值没有规律的变动，波形在不断变换。也就是说，参与运算的必须是稳定的且接近标准的正弦波，经过计算后才能得出基本稳定的励磁电流和转矩电流，然后进行励磁电流和转矩电流PI计算。

4、 A相第一个零点是π/2还是3π/2

刚开始我还在考虑这个问题，因为A，B两相相差120°就行了。经过试验发现，参与运算的clark变化的A相必须滞后B相 120°才能得出正确的结果。而且初相位不同，计算后得出的励磁电流和转矩电流不同。

我试验了几种方法，不能将采集过来的电流信号处理的很理想，我再试图从算法上加以改进。希望严老师您能就上面几个问题提出几点建议，以使工作进度更快，谢谢！

这次我殷勤的等待老板打电话或者发邮件来批评我，但是没有，老板出国旅游了，估计没看我的邮件，我也不希望他看我的邮件，本来好好的心情，被我弄的很糟糕，回来不弄我才怪呢。这几天工作进行不下去了，看拿起书看看电动机的直接转矩控制(DTC),据说是现在最好的一种控制方法。看了两天，原理差不多明白了。突然又想起电流环的工作要给老板一个交代，又回到工作上来。反复思考模拟A,B相电流相位不确定真是个问题，要不一个周期只矫正一次相位看看怎么样，结果好像比一个周期相位矫正两次要好，因为矫正次数越多，出错的几率越大。周期矫正波形如图1.11所示。

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图1.11  A相电流周期矫正波形

在A相的基础上相差120°的B相电流波形也可以模拟出来，A,B相电流波形如图1.12所示。

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图1.12  A,B相模拟波形

现在唯一的缺点就是电流波形的幅值在不断的变化，我用软件将采样波形的幅值放到一个序列里求平均值，结果还不错，得出的电流幅值基本上稳定。上面的波形经过clark和park变换之后，得出励磁电流Ds和转矩电流Qs波形如图1.13所示。

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图1.13  Qs,Qs波形

这个实验貌似成功了一大半，但是一旦给电动机加上负载，波形会出现意想不到的情况。因为毕竟是周期矫正零点，在加上负载之后，电流会加大，零点会漂移，矫正会出现差错，上面说过，如果电流波形的相位和幅值不稳定，最后导致计算出来的Qs和Ds会有很大的波动，甚至称为负值。我只能默默的望着波形发呆，对之前的工作是肯定还是否定？

其实一开始这样工作，我就觉得我是在自欺欺人，为什么这么说呢？不都是自己做的工作吗？工作是自己做的，但我们得出AB相电流的频率不是测出来的，而是推出来的，你只能推出某个点的相位，但是你推不出电流变化率，也就是角频率，而我在计算AB相波形时，使用的是我加上电动机上的角频率，应该和实际的波形有一个时间上的滞后性，我没有考虑。其实在做电流花的实验的时候，电流波形要完全测出来，绝对不能推测出来，那样就没有意思了，就相当于在一个圈子里转来转去，最终还会转到自己的出发上。

老板回来了，和老板交流，老板说我不懂，异步电动机不能用矢量控制的方法去控制，我不能说什么，我只能说原来全世界的的硕士和博士以及工程师所做的工作都是错误的。老板说，异步电动机只用V/F控制，加上速度环和电流环就可以了。没办法，我只能服从，V/F控制有速度环还是可以理解的，加上电流环，实在没听说过，但是这也符合老板的观点：别人不能做的，我们就要做。我去网上找资料，没有讲解V/F控制电流环的，偶尔有几篇是介绍速度环的。我又找书，书上都说V/F控制是开环控制，好，这个说法更绝，老板看见了，这本书肯定要烧掉的。书上说V/F控制一般用于不精确的变速应用，比如说风机，泵类，吊车牵引等。我只能抱着“尽信书不如无书”信念，硬着头皮去加电流环。因为V/F控制在低于额定转速输出恒转矩输出，空载时电流输出时不变的，即使转速在变化。老板问我，电流环在物理上到底什么作用？老板总是喜欢从物理的角度来分析问题，并拍着我的肩膀说：我们对世界的认识，都是基于物理的，如果物理上搞不清楚，所有的工作都不能进行，所有的算法都写不好。我只能在心里说：精辟！全世界搞算法的人又被老板给喷了！电流环的作用有以下几个：

(1)     保证供给电动机的最大电流，保证电动机不被烧坏，尤其在启动的时候。

(2)     在电网电压发生波动时，电流环反应比较快，能够保证电动机电流基本不变。

(3)     在电动机堵转时，可以防止电动机电流过大。

对于V/F控制，电动机的供给电压和供给频率是成比例的，是没有考虑电网电压波形的情况，这也就是V/F控制的顾名思义吧。但是加上电流环之后，如果电网电压波动，那么电流环就会调整PWM占空比输出，以保证供给电动机的平均电压不变，这样一来，频率不变，占空比变了，所以，V/F控制的V/F曲线不在适用。这种不适用只是表面上的，软件上的，物理上还是适用的。因为V/F的本质是保证保证供给电动机的电压和频率成一定比例，并不是为了这个曲线而取了这个名字。其实加上电流环之后，正好保证了电动机供给频率和供给电压的比例。速度环的输出时电流环的给定，这个给定要有一定比例关系的。为什么这么说？因为电动机在增加负载之后，电流会突然增加的，而且是成倍的增加。增加负载之后，转速也会降低，转速环输出也会增加，但这个增加要快于电流环增加的速度，所以速度环的输出要乘以一定的系数，才能当做电流环的给定，要不然就会出现这样的情况：负载增加，电流增大，电流环反馈急剧增加，但电流环参考增加慢，导致输出电流越来越小，转矩越来越小，最终停止，当然，这种情况也发生在电动机启动的时候。我把PWM增益(占空比)输出调整为：电流环输出加上电动机空载电流曲线，因为电动机空载时电流最小的。

经过无数次实验，V/F控制的电流环和速度环终于调整的差不多，在某一个给定的转速，如果将供电电压从200V增加或者减少50V，转速不会变化，可以看到，PWM占空比会随着供电电压的升高而降低，随着供电电压的降低而升高。如果加上负载，转速会降低，但马上，电动机转矩会增加，机械特性马上变硬，努力去接近设定转速，这是速度环和电流环的共同作用。

在电动机控制的道路上，我只是看到了冰山一角，很多人搞电动机好多年，都搞不明白，我才半年，肯定搞不懂。对于电动机，难的部分就在于它的那些磁链观测器，磁链发生器，定子磁链控制系统，转子磁链控制系统，还有转矩控制，但个人觉得这些都是纸老虎，如果静下心来去研究，一切都能攻克。现在很多论文都在讲述将智能控制用于电动机控制，尤其以永磁同步伺服电机为基础的多，智能控制包括专家系统，神经网络，自适应系统，还有滑膜变结构控制。滑膜变结构对电动机控制有意思，因为电动机本来就是一个多变量，非线性，高耦合的系统，而变架构就是针对这种情况应运而生的。说再多，也没有做一点管用，在成长道路上，希望自己多一点沉着冷静，少一些浮躁，多一点思考，少一点借口。只有将自己所做的工作和领域结合，才能做出更好的产品。

 

                                                                                                                                                                     2013.08.03 于杭电

 

                                                                  一个期待下雨的酷暑天