功率MOSFET驱动保护及使用常识
驱动电路的基本任务是将信息电子电路传来的信号按照其控制目标的要求,转换为加在电力电子器件控制端和公共端之间,可以使其开通可关断的信号.驱动电路还要提供控制电路和主之间的电气隔离.
电力电子电路中,除了电力电子器件参数选择合适、驱动电路设计良好外,采用合适的过电压、过电流、du/dt保护、di/di保护是必要的.
电压驱动型器件(MOSFET)的驱动 电力MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的,其驱动电路简单且需要的驱动功率小,并且还有开关速度快、工作频率高的特点.另外,电力MOSFET的热 稳定性优于GTR,但是电力MOSFET的电流容量小,耐压低,一般只适用于功率不超过10Kw的电力电子装置中.
电力MOSFET的栅源极之间都有数皮法左右的极间电容,为快速建立驱动电压,要求驱动电路具有较小的输出电阻,使电力MOSFET开通的栅源极间的驱动 电压一般为10~15V,同样关断时施加一定幅值的负驱动电压,一般为-5~-15V有利于减小关断时间和关断损耗.在栅极串入一只低值电阻(数十欧左 右)可以减小寄生振荡,该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小.
电力MOSFET种类和结构繁多,按照导电购道可以分为P沟道和N沟道.
由于电力MOSFET本身结构所致,在其漏极和源极之间形成了一个与之反向并联的寄生二极管,通常称作体二极管.它与MOSFET构成了一个整体,使得在漏、源极之间加反向电压时器件导通.
MOSFET 的漏极伏安特性(输出特性)包含三个区域:截至区,非饱和区,饱和区.饱和是指漏源电压增加时漏极电流不再增加,非饱和区是指漏源电压增加时漏极电流相应 增加.电力MOSFET工作在开关状态,即在截止区和非饱和区之间来回转换.一般来说,电力MOSFET不存在二次击穿问题,这个是它的一大优点.

一般电力MOSFET的驱动电路包括电气隔离和晶体管放大电路.

功率场效应晶体管对栅极驱动电路的要求主要有:触发脉冲须具有足够快的上升和下降速度,脉冲前后沿要陡峭;开通时,以低电阻对栅极电容充电,关断时为栅极 电荷提供低电阻放电回路,以提高功率MOSFET的开关速度;为了使功率MOSFET可靠触发导通,栅极驱动电压应高于器件的开启电压,为了防止误导通, 在功率MOSFET截止时最好能提供负的栅-源电压;功率MOSFET开关时所需的驱动电流为栅极电容的充放电电流,为了使开关波形有足够的上升和下降陡 度,驱动电流要大.
过电压保护主要有:防止栅-源过电压.如果栅-源间的阻抗过高,则漏-源间电压的突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相当高的栅-源尖峰电压.这一电压会 使栅-源氧化层击穿,造成永久性损坏.如果是正方向的VGS.瞬态电压,还会引起器件的误导通,导致该器件或电路其它器件产生瞬态电流过载.解决的办法是 适当降低栅极驱动电路的阻抗,在栅-源间并接阻尼电阻,或并接约25v的齐纳二极管,尤其要防止栅极开路工作,防止开关过程的漏-源过电压.
如果器件接有感性负载,则当器件关断时,漏极电流的突变(di/dt)会产生比外电源还高的漏极尖峰电压,导致器件击穿.功率MOSFET 关断得越快,产生的过电压越高.为此,需在MOSFET中设置保护电路来吸收浪涌电压.解决方法一般为加入RC 缓冲电路和感性负载的二极管箝位电路.
发生短路时,功率MOSFET漏-源电流迅速增加并超过额定值,此时由于在功率MOSFET上加了高电压、大电流,必须在过流极限值所规定的时间内关断功 率MOSFET,否则器件将被烧毁. 上述分析可知,功率MOSFET 驱动电路的设计主要包括栅极驱动电路和保护电路两部分.驱动电路的设计好坏直接决定了系统对执行机构的驱动品质,同时由于它是高电压、大电流的强电电路, 需要对其进行可靠保护,使其稳定运行,并且应尽量减少对控制部分弱电电路的干扰.
辅助元器件和系统
过电流保护和过电压保护
电力电子变换和控制系统运行不正常或发生故障时,可能发生过电流造成开关器件永久性损坏.过电流在过载和短路两种情况下发生.通常电力电子变换器系统中常采用几种过流保护措施以确保保护的可靠性和合理性

MOSFET的分类与区别：

JFET是小信号器件，通态电阻大，常用于射频工作场合；MOSFET，特别是功率MOSFET，现在用于功率场合。对于相同的电压和模片区域，P沟道的通态电阻更高，并且价格也更高。所以绝大多数场合使用NMOS；当然，在一些高端驱动的场合，驱动PMOS要简单的多。

虽然MOSFET常用于同步整理中，但不考虑体二极管MOSFET也是双向导通的——漏极到源极、源极到漏极都可以导通电流。在门极和源极之间加一个电压就可以双向导通了。在同步整流中，这个反向导通直接短路体二极管，因为电流和导通电阻RDSon远小于体二极管的压降。

MOSFET的损耗：

MOSFET的损耗由三部分组成：导通损耗、开关损耗、及门极充电损耗；先讨论导通损耗。

导通损耗：

当 MOSFET全部导通时，漏源极之间存在一个电阻，这个损耗功率的大小取决于MOSFET流过的电流大小：P=I2RDSon。但是，值得注意的是，这个 电阻会随着温度的升高而增大（典型的关系是：R(T)=R(25℃)*1.007exp(T-25℃)）;因此要想知道MOSFET内部真是结温，就要计 算出总的功率损耗，算出由此引起（乘以热阻）的温升是多少，然后，重新计算基于新的温度条件下的电阻值，反复如此计算，直到计算收敛为止。注意，由于真实 的热阻并不是很清楚，这种计算一次迭代就足够精确了。如果一次迭代后不收敛，那么损耗功率可能已经超过器件的承受功率了。

关于RDon，你会发现“逻辑电平”FET存在不足，它们的门极阈值电压确实比普通FET要低，但是正常驱动时，它们的导通电阻较大。典型逻辑电平的FET在VGS为4.5V时RDon值可能是VGS为10V时的两倍。

门极充电损耗；

虽 然没有消耗在MOSFET内部，是由于MOSFET有一个等效的门极电容所引起的。（不管消耗在器件上还是门极驱动电阻上。）虽然电容和门极电压关系是极 度非线性函数关系，许多器件手册上给出了门极电压达到一定电平值V时总的门极电荷Qg。那么，频率为 fs时，这些门极电容产生的损耗为P=Qg*V*fs。注意这里没有系数0.5。如果实际应用中，驱动门极时真实门极电压与手册中的具体数字不同，把手册 中的所给的电荷值和两个驱动电压的比值相乘或许是一个比较好的近似。当实际电压大于手册给出的电压时，这种近似更精确。（对于高手来说，近似估计的限制因 素是需要知道到底给米勒电容充电所需要的电荷量）

开关损耗：

开关工作MOSFET的第三部分损耗，也是消耗在MOSFET内部的第二个损耗，就是开关损耗。在（非谐振）开通或关断转换的任何时候，晶体管上同时既有电压又有电流流过，这就产生了功率损耗。

假 设电流恒定，电压是时间的线形函数，可以估计开关损耗的大小。电流断续模式变换器的开关损耗是：P=Ipk*Vpk*ts*fs/2，电流连续模式变换器 的开关损耗是这个值的两倍。该计算中，ts是MOSFET从导通状态到关断状态的转换时间（对于电流连续模式，是从关断到导通的转换时间）；这就是为什么 快速驱动门极会使开关损耗更小的原因。

开关功率MOS管三部分损耗，只有两部分消耗在内部导通损耗和开关损耗。通过这些计算对损耗有个很好的认识。在经过封装热阻换算，应该能够知道FET是冷的、热的还是非常热的，如果不是很接近计算的数值，一定什么地方出错了。

关于门极电阻：

通常会在MOSFE的门极串联一个门极电阻。但是如果两只MOSFET并联，是否仍然只使用一个电阻？（这样一来好像阻值为原来的一半）应用中，

每 个MOSFET上都要各自分别串联一个单独的门极电阻，不管器件是否并联，即使它们还有其它的电流限制环节，例如串联了笑磁环（珠）。原因是MOSFE除 了有电容外（门-源极），还有电感（连接线和焊接点）。电容和电感形成了一个潜在的低阻尼震荡回路。据观测，并联MOS在频率为100MHz处发生震荡！ 如果使用数字示波器，而且不知道如何捕捉这些震荡信号，可能根本就看不到它们。但是，它们是有损耗的，并产生严重的EMI。门极电阻的作用是限制过大的电 流从门极注入源极或者放回到门极，但是，真正重要的还在于抑制震荡。

最大门极电压：

有人用40V的电压驱动 MOSFET，以便对门极电容快速充电。这样门极电压可以在很短的时间内上升并超过阈值电压。根本不要考虑这样的方案！为了防止门极电压超过其额定电压 （目前通常是20V），需要在门极上接上齐纳二极管，这样造成的损耗可能比原理希望降低的损耗还要大。正确的方案是，用低输入阻抗的电路来驱动门极。用简 洁的形式，优秀的驱动电路可以驱动功率MOS管在10ns时间内开通。