定子磁场的极对数取决于定子绕组的结构。所以，要改变

p，必须将定子绕组制为可以换接成两种磁极对数的特殊形式。通常一套绕组只能换接成两种磁极对数。

  变极调速的主要优点是设备简单、操作方便、机械特性较硬、

效率高、既适用于恒转矩调速，又适用于恒功率调速；其缺点是

有极调速，且极数有限，因而只适用于不需平滑调速的场合。

5．   改变转差率s （变转差率调速）

以改变转差率为目的调速方法有：定子调压调速、转子变电

阻调速、电磁转差离合器调速、串极调速等。

⑴定子调压调速

当负载转矩一定时，随着电机定子电压的降低，主磁通减少，转子感应电动势减少，转子电流减少，转子受到的电磁力减少，转差率s增大，转速减小，从而达到速度调节的目；同理，定子电压升高，转速增加。

调压调速的优点是调速平滑，采用闭环系统时，机械特性较硬，调速范围较宽，缺点是低速时，转差功率损耗较大，功率因素低，电流大，效率低。调压调速既非恒转矩调速，也非恒功率调速，比较适合于风机泵类特性的负载。

分体机上的室内风机就是利用定子电压调速的方法进行调速的，其调速电路如下图。

根据风机速度的反馈信号，控制晶闸管SCR导通的相角，从而控制风机定子的输入电压，以控制风机的风速。

前面讲在空间位置上互差2π/3 rad电度角的三相绕组通以在时间上互差2π/3 rad相位角（或1/3周期）三相交变电流可产生旋转磁场，同样，在空间位置上互差π/2 rad电度角的两相绕组通以在时间上互差π/2 rad相位角（或1/2周期）两相交变电流也可产生旋转磁场。下图中，电容C的作用就是把一相电流移相，以产生两相在时间上互差π/2 rad相位角（或1/2周期）交变电流，在空间位置上互差π/2 rad电度角的两相绕组是由风机的内部结构来保证的。

   

⑵转子变电阻调速

    当定子电压一定时，电机主磁通不变，若减小定子电阻，则

转子电流增大，转子受到的电磁力增大，转差率减小，转速降低；

同理增大定子电阻，转速增加。

    转子变电阻调速的优点是设备和线路简单，投资不高，但其

机械特性较软，调速范围受到一定限制，且低速时转差功率损耗较大，效率低，经济效益差。目前，转子变电阻调速只在一些调速要求不高的场合采用。

⑶电磁转差离合器调速

    异步电动机电磁转差离合器调速系统以恒定转速运转的异步电动机为原动机，通过改变电磁转差离合器的励磁电流进行速度调节。

    电磁转差离合器由电枢和磁极两部分组成，二者之间没有机械的联系，均可自由旋转。离合器的电枢与异步电动机转子轴相连并以恒速旋转，磁极与工作机械相连。

 

    电磁转差离合器的工作原理是：如果磁极内励磁电流为零，电枢与磁极间没有任何电磁联系，磁极与工作机械静止不动，相当于负载被“脱离”；如果磁极内通入直流励磁电流，磁极即产生磁场，电枢由于被异步电动机拖动旋转，因而电枢与磁极间有相对运动而在电枢绕组中产生电流，并产生力矩，磁极将沿着电枢的运转方向而旋转，此时负载相当于被“合上”，调节磁极内通入的直流励磁电流，就可调节转速。

    电磁转差离合器调速的优点是控制简单，运行可靠，能平滑调速，采用闭环控制后可扩大调速范围，运用于通风类或恒转矩类负载；其缺点是低速时损耗大，效率低。

⑷串极调速

    前面介绍的定子调压调速、转子变电阻调速、电磁转差离合

器调速均存在着转差功率损耗较大、效率低的问题，是很大的浪费。如何能够将消耗于转子电阻上的功率利用起来，同时又能提高调速性能？串极调速就是在这样的指导思想下提出来的。

    串极调速的基本思想是将转子中的转差功率通过变换装置加以利用，以提高设备的效率。

    串极调速的工作原理实际上是在转子回路中引入了一个与转子绕组感应电动势频率相同的可控的附加电动势，通过控制这个附加电动势的大小，来改变转子电流的大小，从而改变转速。见下图。

 

    串极调速具有机械特性比较硬、调速平滑、损耗小、效率高等优点，便于向大容量发展，但它也存在着功率因素较低的缺点。

6．    改变频率f （变频调速）

当极对数p不变时，电动机转子转速与定子电源频率成正比，因此，连续的改变供电电源的频率，就可以连续平滑的调节电动机的转速。

异步电动机变频调速具有调速范围广、调速平滑性能好、机械特性较硬的优点，可以方便的实现恒转矩或恒功率调速，整个调速特性与直流电动机调压调速和弱磁调速十分相似，并可与直流调速相比美。

3                   异步电动机变频调速

1．变频器与逆变器、斩波器

变频调速是以变频器向交流电动机供电，并构成开环或闭环系统。变频器是把固定电压、固定频率的交流电变换为可调电压、可调频率的交流电的变换器，是异步电动机变频调速的控制装置。逆变器是将固定直流电压变换成固定的或可调的交流电压的装置（DC－AC变换）。将固定直流电压变换成可调的直流电压的装置称为斩波器（DC－DC变换）。

2．变压变频调速（VVVF）

在进行电机调速时，通常要考虑的一个重要因素是，希望保持电机中每极磁通量为额定值，并保持不变。

如果磁通太弱，即电机出现欠励磁，将会影响电机的输出转矩，由

TM＝KT F M I 2 COS j 2    

 (式中 TM ：电磁转矩，F M ：主磁通，I 2 ：转子电流，COS j 2 ：转子回路功率因素，KT ：比例系数)，可知，电机磁通的减小，势必造成电机电磁转矩的减小。

由于电机设计时，电机的磁通常处于接近饱和值，如果进一步增大磁通，将使电机铁心出现饱和，从而导致电机中流过很大的励磁电流，增加电机的铜损耗和铁损耗，严重时会因绕组过热而损坏电机。

因此，在改变电机频率时，应对电机的电压进行协调控制，以维持电机磁通的恒定。

为此，用于交流电气传动中的变频器实际上是变压（Variable Voltage，简称VV）变频（Variable Frequency，简称VF）器，即VVVF。所以，通常也把这种变频器叫作VVVF装置或VVVF。

根据异步电动机的控制方式不同，变压变频调速可分为恒定压频比（V/F）控制变频调速、矢量控制（FOC）变频调速、 直接转矩控制变频调速等。

3．变频器分类

⑴从变频器主电路的结构形式上可分为交－直－交变频器和交－交变频器。

交－直－交变频器首先通过整流电路将电网的交流电整流成直流电，再由逆变电路将直流电逆变为频率和幅值均可变的交流电。交－直－交变频器主电路结构如下图。

   

交－交变频器把一种频率的交流电直接变换为另一种频率的交流电，中间不经过直流环节，又称为周波变换器。它的基本结构如下图所示。

    

常用的交－交变频器输出的每一相都是一个两组晶闸管整流装置反并联的可逆线路。正、反向两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压u 0。输出电压u 0的幅值决定于各组整流装置的控制角a，输出电压u 0的频率决定于两组整流装置的切换频率。如果控制角a一直不变，则输出平均电压是方波，要的到正弦波输出，就在每一组整流器导通期间不断改变其控制角。

对于三相负载，交－交变频器其他两相也各用一套反并联的可逆线路，输出平均电压相位依次相差120°。

交－交变频器由其控制方式决定了它的最高输出频率只能达到电源频率的1/3～1/2，不能高速运行，这是它的主要缺点。但由于没有中间环节，不需换流，提高了变频效率，并能实现四象限运行，因而多用于低速大功率系统中，如回转窑、轧钢机等。

⑵从变频电源的性质上看，可分为电压型变频器和电流型变频器。

对交－直－交变频器，电压型变频器与电流型变频器的主要区别在于中间直流环节采用什么样的滤波器。

电压型变频器的主电路典型形式如下图。在电路中中间直流环节采用大电容滤波，直流电压波形比较平直，使施加于负载上的电压值基本上不受负载的影响，而基本保持恒定，类似于电压源，因而称之为电压型变频器。

   

电压型变频器逆变输出的交流电压为矩形波或阶梯波，而电流的波形经过电动机负载滤波后接近于正弦波，但有较大的谐波分量。

由于电压型变频器是作为电压源向交流电动机提供交流电功率，所以主要优点是运行几乎不受负载的功率因素或换流的影响；缺点是当负载出现短路或在变频器运行状态下投入负载，都易出现过电流，必须在极短的时间内施加保护措施。

电流型变频器与电压型变频器在主电路结构上基本相似，所不同的是电流型变频器的中间直流环节采用大电感滤波，见下图，直流电流波形比较平直，使施加于负载上的电流值稳定不变，基本不受负载的影响，其特性类似于电流源，所以称之为电流型变频器。

   

电流型变频器逆变输出的交流电流为矩形波或阶梯波，当负载为异步电动机时，电压波形接近于正弦波。

电流型变频器的整流部分一般采用相控整流，或直流斩波，通过改变直流电压来控制直流电流，构成可调的直流电源，达到控制输出的目的。

电流型变频器由于电流的可控性较好，可以限制因逆变装置换流失败或负载短路等引起的过电流，保护的可靠性较高，所以多用于要求频繁加减速或四象限运行的场合。

一般的交－交变频器虽然没有滤波电容，但供电电源的低阻抗使它具有电压源的性质，也属于电压型变频器。也有的交－交变频器用电抗器将输出电流强制变成矩形波或阶梯波，具有电流源的性质，属于电流型变频器。

⑶交－直－交变频器根据VVVF调制技术不同，分为PAM和PWM两种。

PAM是把VV和VF分开完成的，称为脉冲幅值调制（Pulse Amplitude Modulation）方式，简称PAM方式。

PAM调制方式又有两种：一种是调压采用可控整流，即把交流电整流为直流电的同时进行相控整流调压，调频采用三相六拍逆变器，这种方式结构简单，控制方便，但由于输入环节采用晶闸管可控整流器，当电压调得较低时，电网端功率因素较低，而输出环节采用晶闸管组成的三相六拍逆变器，每周换相六次，输出的谐波较大。其基本结构见图a；另一种是采用不控整流、斩波调压，即整流环节采用二极管不控整流，只整流不调压，再单独设置PWM斩波器，用脉宽调压，调频仍采用三相六拍逆变器，这种方式虽然多了一个环节，但调压时输入功率因素不变，克服了上面那种方式中输入功率因数低的缺点。而其输出逆变环节未变，仍有谐波较大的问题。其基本结构见图b。

PWM是将VV与VF集中于逆变器一起来完成的，称为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation）方式，简称PWM方式。

PWM调制方式采用不控整流，则输入功率因素不变，用PWM逆变同时进行调压和调频，则输出谐波可以减少。其基本结构见图c。

 

     在VVVF调制技术发展的早期均采用PAM方式，这是由于当时的半导体器件是普通晶闸管等半控型器件，其开关频率不高，所以逆变器输出的交流电压波形只能是方波。而要使方波电压的有效值随输出频率的变化而改变，只能靠改变方波的幅值，即只能靠前面的环节改变中间直流电压的大小。随着全控型快速半导体开关器件BJT、IGBT、GTO等的发展，才逐渐发展为PWM方式。由于PWM方式具有输入功率因数高、输出谐波少的优点，因此在中小功率的变频器中，几乎全部采用PWM方式，但由于大功率、高电压的全控型开关器件的价格还较昂贵，所以为降低成本，在数百千瓦以上的大功率变频器中，有时仍需要使用以普通晶闸管为开关器件的PAM方式。

4                   变压变频协调控制

前面讲在进行电机调速时，为保持电动机的磁通恒定，需要对电机的电压与频率进行协调控制。那么应该怎样对电机的电压与频率进行协调控制呢？

对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。

基频，即基本频率f 1，是变频器对电动机进行恒转矩控制和恒功率控制的分界线，应按电动机的额定电压（指额定输出电压，是变频器输出电压中的最大值，通常它总是和输入电压相等）进行设定，即在大多数情况下，额定输出电压就是变频器输出频率等于基本频率时的输出电压值，所以，基本频率又等于额定频率f N（即与电动机额定输出电压对应的频率）。

异步电动机变压变频调速时，通常在基频以下采用恒转矩调速，基频以上采用恒功率调速。

1                    基频以下调速

在一定调速范围内维持磁通恒定，在相同的转矩相位角的条件下，如果能够控制电机的电流为恒定，即可控制电机的转矩为恒定，称为恒转矩控制，即电机在速度变化的动态过程中，具有输出恒定转矩的能力。

由于恒定U 1 / f 1控制能在一定调速范围内近似维持磁通恒定，因此恒定U 1 / f 1控制属于恒转矩控制。

严格地说，只有控制E g / f 1 恒定才能控制电机的转矩为恒定。

    ⑴恒定气隙磁通F M控制（恒定E g / f 1控制）

根据异步电动机定子的感应电势

             E g =4.44 f 1 N 1 K N1 F M

    （式中 E g为气隙磁通在每相定子感应的电动势，f 1为电源频率，N 1为定子每相绕组串联匝数，K N1为与绕组结构有关的常数，F M为每极气隙磁通），可知，要保持F M不变，当频率f 1变化时，必须同时改变电动势E g的大小，使

                    E g / f 1＝常值

即采用恒定电动势与频率比的控制方式。（恒定E g / f 1控制）

    又，电机定子电压

               U 1＝E g + ( r 1 + j x 1 ) I 1

（式中 U 1为定子电压，r 1为定子电阻，x 1为定子漏磁电抗，I 1为定子电流），如果在电压、频率协调控制中，适当地提高电压U 1，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持E g / f 1为恒值，则无论频率高低，每极磁通F M均为常值，就可实现恒定E g / f 1控制。

恒定E g / f 1控制的稳态性能优于下面讲的恒定U 1 / f 1控制，它正是恒定U 1 / f 1控制中补偿定子压降所追求的目标。

⑵恒定压频比控制（恒定U 1 / f 1控制）

根据上面的公式，在电动机正常运行时，由于电动机定子电阻r 1和定子漏磁电抗x 1的压降较小，可以忽略，则电机定子电压U 1与定子感应电动E g近似相等，即

               U 1≈E g

则得

               U 1 / f 1＝常值

这就是恒压频比的控制方式。（恒定U 1 / f 1控制）

    由于电机的感应电势检测和控制比较困难，考虑到在电机正常运转时电机的电压和电势近似相等，因此可以通过控制U 1 / f 1恒定，以保持气隙磁通基本恒定。

恒定U 1 / f 1控制是异步电动机变频调速的最基本控制方式，它在控制电动机的电源频率变化的同时控制变频器的输出电压，并使二者之比U 1 / f 1为恒定，从而使电动机的磁通基本保持恒定。

恒定U 1 / f 1控制的出发点是电动机的稳态数学模型，它的控制效果只有在稳态时才符合要求。在过渡过程中，电动机所产生的转矩需要按照电动机的动态数学模型进行分析计算。因此恒定U 1 / f 1控制的电动机系统难以满足动态性能的要求。在起动时，为了使系统能满足稳态运行的条件，频率的变化应尽可能缓慢，以避免电动机出现失速现象，即电动机转子的转速与旋转磁场的转速相差很大。滑差增大，造成电动机中流过很大的电流，电动机输出的转矩将减小。

恒定U 1 / f 1控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，突出优点是可以进行电机的开环速度控制。

恒定U 1 / f 1控制存在的主要问题是低速性能较差。这是由于低速时异步电动机定子电阻压降所占比重增大，已不能忽略，电机的电压和电势近似相等的条件已不满足，仍按U 1 / f 1恒定控制已不能保持电机磁通恒定。电机磁通的减小，电机电磁转矩的减小。因此，在低频运行的时候，要适当的加大U 1 / f 1的值，以补偿定子压降。

若采用开环控制，则除了定子漏阻抗的影响外，变频器桥臂上下开关元件的互锁时间也是影响电机低速性能的重要原因。对电压型变频器，考虑到电力半导体器件的导通和关断均需一定时间，为防止上下元件在导通/关断切换时出现直通，造成短路而损坏，在控制导通时设置一段开关导通延迟时间。在开关导通延迟时间内，桥臂上下电力半导体器件均处于关断状态，因此又将开关导通延迟时间称为互锁时间。互锁时间的长短与电力半导体器件的种类有关。由于互锁时间的存在，变频器的输出电压将比控制电压低。在低频的时候，变频器的输出电压比较低，PWM逆变脉冲的占空比比较小，这时互锁时间的影响就比较大，从而导致电机的低速性能降低。互锁时间造成的压降还会引起转矩脉动，在一定条件下将会引起转速、电流的振荡，严重时变频器不能运行。

对磁通进行闭环控制是改善U 1 / f 1恒定控制性能的十分有效的方法。采用磁通控制后，电机的电流波形的到明显改善，气隙磁通更加接近圆形。

⑶恒定转子磁通F r控制（恒定E r / f 1控制）

如果把电压、频率协调控制中的电压U 1进一步再提高一些，把转子漏抗上的压降也抵消掉，便的到恒定E r / f1控制，其机械特性是一条直线。显然，恒定E r / f 1控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。

问题是，怎样控制变频器的电压和频率才能获得恒定E r / f 1的呢？按照电动势与磁通的关系

         E g =4.44 f 1 N 1 K N1 F M

    可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在上式中，气隙磁通E g的感应电动势对应于气隙磁通F M，那么，转子磁通的感应电动势E r就应该对应于转子磁通F r

                             E r =4.44 f 1 N 1 K N1 F r

由此看见，只要能够按照转子磁通

        F r＝恒值

进行控制，就可获得恒定E r / f 1控制。这正是矢量控制系统所遵循的原则。

2                    基频以上调速

当电机的电压随着频率的增加而升高时，若电机的电压已达到电机的额定电压，继续增加电压有可能破坏电机的绝缘。为此，在电机达到额定电压后，即使频率增加仍维持电机电压不变。这样，电机所能输出的功率由电机的额定电压和额定电流的乘积所决定，不随频率的变化而变化。具有恒功率特性。

在基频以上调速时，频率可以从基频往上增加，但电压却不能超过额定电压，此时，电机调速属于恒转矩调速。

电机在恒转矩调速时，磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。

3                    V/F控制与V/F曲线

⑴V/F控制

在恒定U 1 / f 1控制中，频率f 1下降时，定子电阻压降在U 1中所占比例增大，造成气隙磁通F M和转矩下降，采取适当提高U 1 / f 1的方法，来低偿定子电阻压降的增大，而保持F M＝恒值，最终使电动机的转矩得到补偿。这种方法称为转矩补偿，因为它是通过提高U 1 / f 1而得到的，故又称V/F控制或电压补偿。许多书中则直译为转矩提升（Torque boost）。

⑵基本V/F曲线

U 1 / f 1＝恒值时的V/F曲线称为基本V/F曲线（见下图中曲线a），它表明了没有补偿时的电压U 1和频率f 1之间的关系。它是进行V/F控制时的基准线。

⑶全补偿V/F曲线

不论f 1为多大（在f 1≤f N的范围内），通过补偿，都能保持F M＝恒值，称为完全补偿V/F曲线，简称全补偿V/F曲线（见下图中曲线b）。

   

全补偿V/F曲线与电动机的参数有关，而电动机的型号规格很多，其全补偿V/F曲线各不相同，即使是同一型号、同一规格的电动机，应用场合的不同，其全补偿V/F曲线各不相同。这是因为转矩补偿的实质是用提高电压的方法来补偿定子阻抗压降的。而定子阻抗压降的大小是和定子电流I 1的大小有关的，定子电流的大小又与负载有关。因此，电动机的负载大小不同，所需的补偿电压（从而全补偿V/F曲线）也不一样。

⑷过分补偿

有的用户认为，补偿小可能会带不动负载，补偿大了没问题，故而在设定V/F曲线时“宁小毋大”，或在设定V/F曲线时，只根据最重负载的要求来设定，则在轻载或空载时，就会出现补偿过分。

补偿过分，说明电压U 1提升过多，使电动势E g在U 1中的比例相对减小，则定子电流I 1增加。但电动机的负载与转速均未变，故定子电流I 1增大，励磁电流I 0必增大，其结果是磁通F M增加。磁通增加，将使铁心达到饱和，F M的波形将逐渐地由正弦波变成平顶波，而励磁电流I 0则为尖顶波。补偿越过分，铁心的饱和程度越深，I0的峰值也越高，甚至引起变频器因过电流而跳闸。

5                   脉冲宽度调制（PWM）技术

PWM技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变为电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或电压脉冲周期以达到改变电压的目的，或者通过控制电压脉冲宽度和电压脉冲序列的周期以达到变压和变频的目的。在变频调速中，前者主要应用于PWM斩波（DC－DC变换），后者主要应用于PWM逆变（DC－AC变换）。PWM脉宽调制是利用相当于基波分量的信号波（调制波）对三角载波进行调制，以达到调节输出脉冲宽度的目的。相当于基波分量的信号波（调制波）并不一定指正弦波，在PWM优化模式控制中可以是预畸变的信号波，正弦信号波是一种最通常的调制信号，但决不是最优信号。

PWM控制技术有许多种，并且还在不断发展中。但从控制思想上分，可把它们分成四类，即等脉宽PWM法、正弦波PWM法（SPWM）、磁链跟踪PWM法（SVPWM）和电流跟踪PWM法等。